Uso compartido dinámico del espectro entre usuarios activos y pasivos por encima de 100 GHz

Jun 19, 2023

Ingeniería de Comunicaciones volumen 1, Número de artículo: 6 (2022) Citar este artículo

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Las redes inalámbricas de sexta generación agregarán un tráfico móvil mayor que nunca en enlaces de retorno de altísima capacidad, que podrían desplegarse en el espectro, en gran parte sin explotar, por encima de 100 GHz. Sin embargo, las regulaciones actuales impiden la asignación de grandes bandas contiguas para comunicaciones en estas frecuencias, ya que varias bandas estrechas están reservadas para proteger los servicios de detección pasiva. Estos incluyen satélites de radioastronomía y exploración de la Tierra que utilizan sensores que sufren interferencias perjudiciales de transmisores activos. Aquí mostramos que compartir espectro activo y pasivo por encima de 100 GHz es factible mediante la introducción y evaluación experimental de un prototipo de backhaul de doble banda en tiempo real que rastrea la presencia de usuarios pasivos (en este caso, el satélite Aura de la NASA) y evita interferencias al bandas de conmutación (123,5–140 GHz y 210–225 GHz). Nuestro sistema permite transmisiones de banda ancha en el espectro superior a 100 GHz, evitando al mismo tiempo interferencias dañinas a los sistemas satelitales, allanando el camino para políticas y tecnologías de espectro innovadoras en estas bandas cruciales.

La transformación digital de nuestra sociedad se ve impulsada por la disponibilidad de un recurso fundamental, invisible pero escaso: el espectro electromagnético1,2,3,4. Además de permitir el intercambio de información a través de comunicaciones inalámbricas, el espectro electromagnético también es una rica fuente de información a través de la detección. La naturaleza finita del espectro crea intereses contrapuestos para las comunicaciones y la detección. Estos intereses divergentes, expresados ​​por diferentes comunidades científicas, entidades gubernamentales e industrias, han llevado a asignaciones rígidas de espectro por parte de organismos reguladores nacionales e internacionales, como la Unión Internacional de Telecomunicaciones (UIT)5 o la Comisión Federal de Comunicaciones (FCC)6. que data de la década de 1930.

Para admitir más dispositivos y aplicaciones de capacidad ultraalta, las redes inalámbricas de sexta generación (6G) requerirán velocidades de datos mucho más altas que las disponibles en la actualidad, lo que aumentará la necesidad de espectro7. Mientras que la quinta generación (5G) de redes móviles utiliza frecuencias de operador de hasta 71 GHz8, 6G irá más allá de los 100 GHz9,10,11 para agregar datos de muchos usuarios móviles en enlaces de retorno de capacidad ultraalta.

Sin embargo, las comunicaciones en esta banda del espectro están limitadas por la coexistencia de usuarios pasivos que (i) no transmiten y (ii) sólo utilizan sensores de Radio Frecuencia (RF) de alta sensibilidad para la exploración de la Tierra, el monitoreo meteorológico y la radioastronomía6,12. Los usuarios pasivos pueden verse afectados negativamente por la interferencia de las transmisiones activas13. Por lo tanto, conservan acceso exclusivo a porciones relativamente estrechas del espectro por encima de 100 GHz, lo que impide la asignación de porciones contiguas con decenas de GHz de ancho de banda para comunicaciones5,6. Por ejemplo, en EE. UU., las mayores asignaciones para transmisiones activas entre 100 y 275 GHz son 32,5 GHz (116-148,5 GHz) y 18,5 GHz (231,5-250 GHz), pero sólo 12,25 GHz (no contiguos) están reservados para transmisiones fijas sin restricciones. o uso móvil terrestre6. Las transmisiones están estrictamente prohibidas en 33,5 GHz de espectro, y condicionadas a la protección de los usuarios pasivos coexistentes en el espectro restante.

Estas regulaciones conservadoras se aplican incluso sin que los usuarios pasivos exploten el espectro para detección. Esto evita la multiplexación de recursos no utilizados, lo que hace que este espectro sea menos atractivo para el backhaul inalámbrico14. Para fomentar la innovación inalámbrica en los próximos años, se hace necesario desarrollar soluciones para compartir espectro entre comunicaciones y sistemas de detección pasiva, que es la principal contribución de este documento. Además, si bien las estaciones de detección terrestres pueden protegerse mediante la separación geográfica, los sistemas de satélites en órbita requieren soluciones de compartición dinámica basadas en enlaces inalámbricos autoadaptativos. De hecho, demostramos, a través de un presupuesto de enlace preciso basado en modelos de canales de la UIT, que los transmisores activos en realidad pueden generar interferencias dañinas a sensores altamente sensibles en satélites que orbitan sobre sistemas de comunicación.

El acceso compartido entre sensores y comunicaciones nunca se ha demostrado experimentalmente en el espectro por encima de 100 GHz. Esto no es sin razón. Las políticas de espectro actuales prohíben las transmisiones en bandas pasivas, incluso con fines experimentales. Además, un enlace inalámbrico autoadaptativo requiere el diseño de interfaces de RF dinámicas de subterahercios y pilas de protocolos que deben controlarse y reconfigurarse en tiempo real. Sin embargo, los transceptores existentes diseñados para esta porción del espectro están limitados a capacidades de procesamiento de banda base estática o sondeo de canal, con reconfigurabilidad limitada o nula y, por lo tanto, no son aptos para demostrar acceso dinámico al espectro15,16,17,18,19,20,21. 22,23,24,25,26,27,28,29,30. Este artículo presenta un sistema de backhaul de doble banda y acceso dinámico al espectro en el espectro superior a 100 GHz, específicamente, en 123,5–140 GHz (denominado Banda Inferior (LB) en todo el documento) y 210–225 GHz (Banda Superior). (UB)). Este es el primer sistema inalámbrico por encima de 100 GHz que (i) opera una pila de protocolos en tiempo real en dos bandas de frecuencia; (ii) realiza compartición de espectro automatizada y dinámica; y (iii) adapta los parámetros del enlace (por ejemplo, la banda de frecuencia) en tiempo real. El sistema propuesto rastrea las órbitas de los satélites y cambia automáticamente las bandas de frecuencia, evitando así que las transmisiones de retorno interfieran con los titulares pasivos, al tiempo que permite la asignación de bandas grandes y contiguas para servicios de comunicación en el espectro compartido. La creación de prototipos de este sistema nos ha requerido abordar desafíos que abarcan desde el diseño de RF para la configuración de doble banda hasta el control dinámico y la integración de múltiples sistemas independientes a través de interfaces abiertas. Evaluamos el prototipo de backhaul en un entorno experimental con transmisor y receptor desplegados al aire libre en un entorno urbano, en los tejados de dos edificios, bajo los límites de una licencia experimental de la FCC. Creemos que los resultados mostrados en este documento pueden allanar el camino para regulaciones más flexibles, protegiendo los usos científicos del espectro y al mismo tiempo permitiendo asignaciones más razonables para la futura generación de sistemas de comunicación.

Esta sección presenta el enlace de retorno de doble banda autoadaptativo propuesto. Discutimos los desafíos y las lecciones aprendidas en el desarrollo de los componentes de comunicación y RF, el marco de conmutación dinámica y presentamos su evaluación de desempeño experimental.

La Figura 1 muestra el prototipo de hardware, con back-ends de procesamiento de señales en tiempo real de transmisor (TX)/receptor (RX) y front-ends de subterahercios de doble banda. El back-end mmWave31 de NI (anteriormente conocido como National Instruments) presenta una pila de protocolos acelerados por hardware que genera una forma de onda de multiplexación por división de frecuencia ortogonal (OFDM) inspirada en la capa física (PHY) de 5G New Radio (NR), agregando ocho portadores de componentes. con 100 MHz cada uno32. Los front-end de doble banda, que admiten 123,5–140 GHz y 210–225 GHz, aceptan una entrada de frecuencia intermedia (IF) en los convertidores ascendentes (lado TX) y generan una salida IF en los convertidores descendentes (RX- lado). Están conectados a los módulos de conversión de banda base a IF del sistema NI a través de un interruptor RF unipolar de doble tiro (SPDT), que admite CC–18 GHz33. Cuatro generadores de señales de rendimiento (PSG) Keysight E8257D controlan los osciladores locales (LO) de los front-end de doble banda.

a Despliegue del enlace de retorno de doble banda sobre los edificios Snell Engineering y Egan Research en la Universidad Northeastern. b Componentes del RX. c Componentes del TX. d Diagrama de bloques con los componentes del TX y RX. DC significa corriente continua, NI para National Instruments, SPDT para unipolar de doble tiro, PSG para generador de señales de rendimiento, LB para banda inferior (123,5–140 GHz), UB para banda superior (210–225 GHz), LO para Oscilador Local, IF para Frecuencia Intermedia y RF para Radiofrecuencia.

El diseño general del sistema se vio obstaculizado por dos desafíos principales. En primer lugar, la misma salida IF, con una alta relación de potencia pico a promedio, debe interconectarse con frontales de doble banda con especificaciones de potencia de entrada diferentes y limitadas. En segundo lugar, el ruido de fase y los extremos frontales de doble banda lateral introducen degradaciones de amplitud en la señal recibida.

La planificación del presupuesto del enlace tiene como objetivo tener un margen SNR de 10 decibelios (dB) en la entrada IF del back-end del receptor, independientemente de los front-end del LB o del UB. Esto se ve cuestionado por dos factores. Primero, la implementación OFDM de back-end introduce una alta relación de potencia pico a promedio (>10 dB), incluso para las modulaciones de orden más bajo. Este es un inconveniente conocido de los sistemas OFDM que utilizan grandes tamaños de Transformada Rápida de Fourier (FFT) (2048 para cada portador de componentes, en este caso). En segundo lugar, existe una discrepancia en la potencia de entrada entre los front-end LB y UB TX. El front-end LB necesita una señal de entrada con una potencia inferior a 0 decibelios-milivatios (dBm) y genera una potencia de salida máxima de 13 dBm. El front-end de UB necesita una potencia de entrada de 10 dBm para generar una salida de 3 dBm en el armónico deseado. Para abordar esto, caracterizamos con precisión la potencia de la forma de onda OFDM y reducimos la potencia de salida del back-end para mantener la potencia máxima por debajo del límite del front-end de UB. Luego, la entrada al front-end del LB se atenuó aún más hasta quedar por debajo de 0 dB. Finalmente, para cerrar el margen del enlace de 43 m, los sistemas LB y UB utilizan antenas de 38 dBi y 40 dBi, respectivamente.

El TX y RX en ambas bandas cuentan con dos etapas de mezcla, parte de los front-end analógicos que se muestran en la Fig. 1, formando así un sistema heterodino. Sin embargo, debido a la falta de filtros de RF en los rangos de frecuencia considerados, tanto el front-end LB como el UB carecen de un filtro de selección de banda lateral. Esto, combinado con el alto ruido de fase (debido al proceso de multiplicación de frecuencia), puede provocar fluctuaciones drásticas de amplitud en la señal recibida. Para solucionar esto, compensamos la frecuencia de FI en las rutas de conversión ascendente y descendente en 1 GHz, a diferencia de los sistemas heterodinos tradicionales, que utilizan las mismas frecuencias de FI. De este modo, sólo se selecciona una de las bandas laterales para el procesamiento del lado del receptor, evitando fluctuaciones de amplitud no deseadas. Para permitir una conmutación dinámica rápida, los front-end LB y UB están configurados en la misma frecuencia IF.

El desplazamiento de frecuencia se compensa configurando adecuadamente las frecuencias LO de IF a banda base y de IF a RF en el back-end de NI y las dos rutas de transmisión-recepción de LB y UB. En particular, los front-end LB realizan una multiplicación de frecuencia 4 × de la entrada LO, por lo que el TX LO se establece en 32,5 GHz (130 GHz en el convertidor ascendente), mientras que el RX LO se establece en 32,75 GHz (131 GHz en el convertidor reductor). De manera similar, los convertidores UB utilizan una multiplicación LO de 9× (6×) en el lado TX (RX). Por lo tanto, la entrada LO en el lado TX se configuró en 23,88 GHz (correspondiente a 215 GHz) y el lado RX se configuró en 216/6 = 36 GHz, seleccionando la banda lateral superior para el procesamiento de banda base.

El control dinámico del front-end de doble banda requiere la integración de los componentes de hardware con una lógica de control programable basada en software que pueda cambiar automáticamente de banda cuando el sistema activo interfiere con un operador pasivo. El marco presenta (i) un sistema de seguimiento que identifica cuándo las transmisiones LB o UB pueden estar interfiriendo con un usuario pasivo (por ejemplo, un satélite en órbita sobre el enlace); y (ii) una interfaz con el conmutador SPDT.

Esta arquitectura flexible puede funcionar en dos modos diferentes. El primero se denomina conmutación independiente y no asume ninguna coordinación entre los puntos finales de backhaul, que solo están sincronizados en tiempo de manera flexible con una fuente común a través del Protocolo de tiempo de red (NTP) y realizan decisiones de conmutación de frecuencia de forma independiente. Esta configuración representa una implementación de red ad hoc, sin control fuera de banda. El marco se ejecuta en los back-ends de NI. Al segundo modo de implementación lo llamamos conmutación coordinada. Imita la configuración de nodos de backhaul para redes celulares, donde el equipo está conectado a una superposición de control34. El marco de seguimiento está alojado en un controlador central, que notifica a los dos puntos finales simultáneamente.

Consideramos como usuario pasivo el satélite Aura de la NASA, que estudia el clima de la Tierra y la calidad del aire35 y figura como titular en el espectro adyacente a la banda UB en la base de datos de la Herramienta de análisis y revisión de la capacidad de los sistemas de observación (OSCAR) de la Organización Meteorológica Mundial (OMM)36 . Tenga en cuenta que operamos el enlace de retorno de UB en el rango de 210 a 225 GHz, de conformidad con las regulaciones de la FCC y una licencia experimental. Sin embargo, su interfaz de RF podría extenderse hasta 240 GHz, lo que podría interferir con el escáner de extremidades por microondas Aura (MLS). Este instrumento escanea la línea de absorción de ozono (O3) alrededor de 235,7098 GHz y la línea de monóxido de carbono (CO) en 230,538 GHz12. Por lo tanto, en esta configuración específica, consideramos LB como la banda donde se puede descargar el tráfico UB para evitar interferencias en Aura MLS. El sistema de seguimiento recupera las órbitas de Aura de las interfaces de programación de aplicaciones (API) públicas37 y comprueba si el satélite está orbitando sobre el despliegue del enlace de retorno. La interferencia dañina se detecta cuando el satélite y el backhaul están en línea de visión (LOS), o cuando el presupuesto del enlace real excede el umbral de la UIT (como se analiza a continuación). En consecuencia, la interfaz del conmutador SPDT activa un cambio de banda UB a LB a través de las API del Protocolo de transferencia de hipertexto (HTTP)38. El mecanismo de conmutación se puede perfeccionar aún más para evitar cambios de banda innecesarios o demasiado frecuentes que puedan degradar el rendimiento del sistema.

El transmisor y el receptor de doble banda se implementaron al aire libre, en la parte superior de dos edificios del campus de la Universidad Northeastern, a una distancia de 43 m, como se muestra en la Fig. 1.

A pesar del presupuesto de enlace similar, el mayor ruido de fase térmico y de banda lateral única (SSB) (Fig. 2a, b) del front-end de la UB (con un aumento del factor de ruido de ~ 10 dB) afecta su rendimiento cuando mayores esquemas de modulación y codificación ( MCS) se consideran (Fig. 2c). El rendimiento máximo (logrado con el sistema LB) y el rendimiento promedio (que tiene en cuenta ambos) son comparables hasta una modulación por desplazamiento de fase en cuadratura (QPSK) con una velocidad de codificación de 1/2. Los MCS menos robustos conducen a un menor rendimiento para UB. Como consecuencia, el rendimiento medio está por debajo del máximo que puede alcanzar el sistema.

El front-end LB opera en la banda de 123,5 a 140 GHz (y, en este caso específico, a 139 GHz), y el front-end UB opera en la banda de 210 a 225 GHz (específicamente, a 224 GHz). a Función de distribución de probabilidad (PDF) de la amplitud del ruido térmico para los extremos frontales LB (histograma naranja) y UB (histograma azul) del sistema de doble banda. Análisis basado en n = 3,2 × 106 muestras de ruido. b Ruido de fase de banda lateral única (SSB) para los extremos frontales LB (línea naranja) y UB (línea azul). Análisis basado en n = 1,28 × 109 muestras de ruido. dBc es el decibelio relativo a la portadora. c Rendimiento promedio (barras naranjas) y máximo (barras azules) para diferentes esquemas de modulación y codificación (MCS). Análisis basado en n = 215.062 muestras de rendimiento. Mbit/s es Megabit por segundo. d Rendimiento a lo largo del tiempo para dos experimentos independientes con MCS Binary Phase Shift Keying (BPSK) 1/5, con conmutación de banda independiente (línea roja punteada) y coordinada (línea azul continua). e Función de distribución acumulativa (CDF) de la duración Δs de un procedimiento de conmutación de banda para conmutación independiente (línea roja) y conmutación coordinada (línea azul). Análisis basado en n = 120 eventos de conmutación.

Para evaluar la efectividad del enfoque de conmutación de frecuencia propuesto, la Fig. 2d informa el rendimiento a lo largo del tiempo con conmutación independiente y coordinada activada artificialmente cada 30 s. El sistema mantiene un rendimiento estable con un impacto insignificante del procedimiento de conmutación, especialmente con conmutación coordinada. Este es sólo un ejemplo ilustrativo para mostrar la efectividad del mecanismo de conmutación, ya que el tiempo real empleado en cada banda de frecuencia varía y depende de la presencia de usuarios pasivos en la banda UB. La Figura 2f traza la función de distribución acumulada de la duración de conmutación Δs en 120 eventos de conmutación independientes, definidos como el intervalo de tiempo entre el cambio en un punto final y el cambio en el otro. La conmutación independiente requiere un valor medio de Δs = 230 ms, ya que el cambio puede ocurrir en instantes de tiempo ligeramente diferentes en los dos puntos finales, que solo dependen de NTP para una sincronización flexible39. El enfoque coordinado tarda <42 ms en el peor de los casos (mediana 30,11 ms), ya que el interruptor lo activa un controlador centralizado para ambos puntos finales. Un tiempo de conmutación corto también permite que el sistema escale fácilmente en caso de que sea necesario rastrear y evitar a varios titulares. En general, la conmutación independiente, que facilita la implementación en entornos desafiantes, tiene una compensación en rendimiento con la conmutación coordinada. Incluso en el caso de que el cambio de frecuencia ocurra con poca frecuencia y, por lo tanto, tenga un impacto limitado en el rendimiento promedio, un tiempo de inactividad de decenas de milisegundos puede afectar el rendimiento de extremo a extremo de los flujos de tráfico que atraviesan el enlace; por ejemplo, puede desencadenar retransmisiones o restablecimientos de sesión. en las capas de transporte o aplicación. No obstante, ambos mecanismos de conmutación permiten que el prototipo evite rápidamente interferencias dañinas, manteniendo al mismo tiempo valores de rendimiento promedio altos.

Para comprender las oportunidades dinámicas de intercambio de espectro por encima de 100 GHz (específicamente, entre 209 y 241 GHz), la Fig. 3 ilustra las regulaciones del espectro (abajo)5,6 y un presupuesto de enlace para la interferencia en el peor de los casos hacia un sistema de detección en el Aura. satélite orbitando sobre el enlace de retorno (arriba). Para este análisis, nos centramos en la banda 209–241 GHz, ya que es el espectro en el que opera el front-end de la UB, pero se aplican problemas de coexistencia similares al espectro regulado por la UIT por encima de 100 GHz5.

a Potencia recibida (RX) PRX (línea discontinua azul) para un satélite en la órbita de Aura desde un transmisor terrestre que funciona a fc = 226 GHz, en comparación con el umbral de interferencia PRX,th de la UIT (línea púrpura continua), en decibelios-vatios (dBW). b El satélite Aura orbita sobre el lugar de despliegue del prototipo, con un ángulo de elevación α ≥ 0 (líneas rojas continuas) y con un ángulo de elevación que corresponde a PRX ≥ PRX,th (línea discontinua negra). c Resumen de las regulaciones del espectro para la banda 209–241 GHz. Las bandas ITU 5.340, o Estados Unidos (EE.UU.) 246 (226–231,5 GHz), están representadas en rojo; Bandas ITU 5.149, o US 342 (209–226 GHz), en naranja; Bandas UIT 5.563 (235–238 GHz) en amarillo; y las bandas en las que los usuarios de comunicaciones son (co)primarios (231,5–235 GHz y 238–241 GHz) en verde. La banda del prototipo se muestra en blanco con líneas continuas negras. MLS es un escáner de extremidades por microondas.

El espectro de 209 a 241 GHz incluye bandas donde los usuarios activos (i) no pueden transmitir (226 a 231,5 GHz, según las notas a pie de página FCC US2466 y ITU 5.3405); o (ii) necesidad de proteger a los usuarios pasivos de radioastronomía y monitoreo de la Tierra (209–226 GHz y 235–238 GHz, según FCC US342, ITU 5.149 y 5.563). La UIT define la interferencia perjudicial como la potencia recibida por encima del umbral PRX,th = − 194 dBW en la banda 226 − 231,5 GHz40. La esquina superior izquierda de la Fig. 3 evalúa si se excede este umbral para Aura, que orbita a 705 km sobre la Tierra35, informando la potencia recibida PRX para diferentes ángulos de elevación α. Suponemos de manera conservadora que la antena direccional del enlace de retorno (con una ganancia de 40 dB y 23 dBm de potencia de transmisión) se dirige hacia el satélite en un escenario LOS. Generalmente este no es el caso, pero proporciona una estimación de la interferencia en el peor de los casos. Consideramos los modelos de canales de la UIT para la atenuación atmosférica en función de la frecuencia, la altura y el ángulo de elevación α (refs. 41,42). La frecuencia portadora se establece en fc = 226 GHz, es decir, la frecuencia más cercana a la portadora UB realmente utilizada en el experimento (224 GHz) con un umbral definido en la ref. 40. Mientras que la atenuación atmosférica de la señal evita interferencias para α pequeños, para α ≥ 8,4° la potencia recibida excede PRX,th. Esto se traduce en pases de satélite (resaltados en la Fig. 3) para los cuales el enlace de retorno de doble banda debe cambiar de UB a LB.

Teniendo esto en cuenta, compartir soluciones que permitirían transmisiones contiguas de gran ancho de banda en las bandas superiores a 100 GHz no debe ser estático. La compartición dinámica del espectro permitiría que las regulaciones evolucionaran desde una prohibición firme de cualquier transmisión activa en bandas pasivas, hasta esquemas más flexibles donde los usuarios activos pudieran transmitir en anchos de banda contiguos ultragrandes durante un período de tiempo. Por ejemplo, al considerar la banda 209-241 GHz, sólo 6,5 GHz (no contiguos, 231,5-235 GHz y 238-241 GHz) están destinados a la transmisión fija o móvil sin necesidad de compartir espectro y, por tanto, proteger a los operadores tradicionales pasivos. La Figura 4 muestra la capacidad de Shannon en función del ancho de banda B para diferentes configuraciones de agregación y compartición de espectro. Consideramos una potencia recibida PRX = − 23 dBm, un factor de ruido F = 8,5 dB para el receptor, una temperatura de ruido T0 = 296 K. La relación señal-ruido (SNR) en dB es \({{\Gamma }}={P}_{{{{{{{{\rm{RX}}}}}}}}}-10{\log }_{10}(k{T}_{0}B)- F\), y la capacidad de Shannon se calcula como \(C=B{\log }_{2}(1+{{\Gamma }})\). De acuerdo con las regulaciones actuales, limitamos la capacidad al valor admitido por el ancho de banda máximo permitido por las asignaciones de la FCC (por ejemplo, 3,5 GHz para la configuración "No compartir"). También consideramos la posibilidad de agregar múltiples bandas de frecuencia para una sola transmisión; en este caso, la configuración "No compartir" explotaría 3,5 + 3 = 6,5 GHz. Tenga en cuenta que la agregación de operadores puede no ser factible para todas las tecnologías de comunicación inalámbrica. La Figura 4 muestra claramente la brecha de capacidad entre un sistema donde se permite la compartición dinámica del espectro y uno que sigue la normativa actual, con una ganancia de hasta 8x (sin agregación) y 4,5x (agregación). Además, los resultados de Polese et al.43 muestran que, para alcanzar una tasa objetivo de 1 Terabit por segundo (Tbit/s), los futuros sistemas 6G por encima de 100 GHz requerirán un ancho de banda más contiguo que el que está disponible sin compartir espectro.

El análisis supone una potencia recibida (RX) PRX = − 23 dBm, un factor de ruido F = 8,5 dB para el receptor, una temperatura de ruido T0 = 296 K. La configuración “No compartir” sólo utiliza bandas que son exclusivamente para fijo o móvil comunicaciones, sin (línea discontinua roja) o con agregación (línea discontinua negra). La opción “Compartir” aprovecha las bandas en las que las comunicaciones son primarias o coprimarias, sin (línea discontinua violeta) o con agregación (línea discontinua verde). La configuración "Compartir (incluidas las bandas protegidas)" (línea continua azul) también incluye el uso compartido de bandas ITU 5.340.

Para permitir el intercambio dinámico del espectro se requiere (i) conciencia de los usuarios pasivos afectados por la interferencia; y (ii) enlaces activos autoadaptativos. En este artículo, mostramos un posible enfoque para generar conciencia sobre las operaciones de instrumentos de detección pasiva en frecuencias, tiempos y ubicaciones geográficas específicas. Esto demuestra que la coordinación es realmente factible y que se pueden introducir sistemas escalables similares al Sistema de Acceso al Espectro (SAS) en la banda del Servicio de Radio de Banda Ancha para Ciudadanos (CBRS) para compartir información sobre actividades de detección pasiva y planificar operaciones sin interferencias con usuarios activos43 ,44.

Los resultados de este artículo también ilustran cómo nuestro prototipo es capaz de autoconfigurarse en tiempo real en estas bandas de frecuencia. La literatura anterior ha mostrado sistemas inalámbricos por encima de 100 GHz45, pero solo como sondas de canal15,16,17,18 o implementaciones PHY19,20,21,22,23,24,25,26,27,28,29,30. Este artículo desarrolla el estado del arte en comunicaciones por encima de 100 GHz mediante la introducción de control dinámico y operaciones de doble banda. Si bien este prototipo se centra en la adaptabilidad en tiempo real, su back-end admite un ancho de banda limitado (es decir, 800 MHz), debido a limitaciones en la velocidad del convertidor analógico a digital (ADC)/convertidor digital a analógico (DAC) y a las capacidades de procesamiento de señales. de sus tejidos digitales. Por lo tanto, también estamos desarrollando un back-end definido por software para transmisiones de varios GHz y velocidades de datos más altas46. No obstante, el desarrollo de un enlace subterahertz dinámico y reconfigurable en tiempo real representa un paso clave para liberar plenamente el potencial de las comunicaciones por encima de 100 GHz11. Las redes celulares de próxima generación tendrán una densidad de implementación mucho mayor47, lo que aumentará la cantidad de dispositivos subterahercios y hará que la intervención y configuración manual sean casi imposibles. Un vínculo autoorganizado mejora la resiliencia de dichos despliegues. Además de cambiar las bandas operativas, los enlaces de retorno por encima de 100 GHz deben adaptarse automáticamente a las condiciones atmosféricas, incluida la humedad y el viento. La humedad afecta la respuesta de frecuencia de banda ancha48, aumentando selectivamente la absorción molecular (y por tanto la pérdida de trayectoria) en todo el espectro electromagnético. En consecuencia, los enlaces inalámbricos necesitan seleccionar el ancho de banda adecuado o utilizar sistemas multiportadora con MCS adaptativo, transportando más información sobre portadoras menos afectadas por la absorción. El viento, en cambio, puede afectar las transmisiones direccionales al introducir vibraciones en la infraestructura de radio49.

Hoy en día, el espectro por encima de 100 GHz está rígidamente regulado y muy fragmentado, con varias bandas estrechas reservadas para usuarios pasivos. Esto evita que los sistemas de comunicación aprovechen anchos de banda ultraanchos. Este documento ha demostrado la viabilidad de compartir espectro dinámicamente en el espectro por encima de 100 GHz. Hemos introducido un enlace de retorno dinámico de doble banda, mostramos la adaptabilidad en tiempo real de un enlace inalámbrico por encima de 100 GHz y discutimos cómo el intercambio dinámico del espectro beneficia el desarrollo de sistemas de comunicaciones inalámbricas en estas bandas de frecuencia. Este resultado fundamental demuestra cómo las regulaciones futuras para esta banda de espectro pueden depender de tecnologías compartidas para garantizar una coexistencia perfecta de usuarios pasivos y activos, y fomenta investigaciones futuras sobre el diseño de esquemas de concientización y coexistencia pasiva/activa en el espectro por encima de 100 GHz.

Esta sección revisa información relevante relacionada con el desarrollo del enlace backhaul de doble banda y su evaluación experimental. La selección de las frecuencias LO apropiadas y un presupuesto de enlace equilibrado entre las dos bandas de frecuencia fueron fundamentales para diseñar un enlace de retorno de doble banda de alto rendimiento. En este sentido, primero analizamos en detalle cómo la selección de frecuencia del LO puede evitar la modulación de amplitud debido al ruido de fase y luego informamos la evaluación del presupuesto del enlace. A continuación, presentamos el escenario y los procedimientos para la evaluación experimental, e introducimos elementos adicionales sobre cómo se definieron y midieron las métricas de desempeño. Finalmente, revisamos el modelo de canal utilizado para calcular la interferencia al sensor Aura MLS.

Hemos seleccionado cuidadosamente las frecuencias LO del lado TX y RX (tanto de banda base a IF como de IF a RF) para mitigar el ruido de fase que contamina la señal recibida. La señal transmitida s(t) desde los front-ends del prototipo se puede expresar de la siguiente manera, ya que ambos transmisores no incorporan un filtro de paso de banda para suprimir las transmisiones de banda lateral:

donde p(t) es la señal de banda base compleja, \({\omega }_{{{{{{{{{\rm{LO}}}}}}}}}_{{{{{{{{\ rm{TX}}}}}}}}}\) y ωIF son las frecuencias de los LO de IF a RF y de banda base a IF, respectivamente, ϕTX es el término de ruido de fase en el lado TX, y \ ({{{{{{{\rm{Re}}}}}}}}\{\cdot \}\) denota la selección de la parte real de la señal.

Suponiendo una propagación LOS y sin ruido, la señal recibida r(t) después de la primera etapa IF se puede expresar como

donde k representa las pérdidas, LPF{ ⋅ } denota la operación de filtrado de paso bajo, \({\omega }_{{{{{{{{{\rm{LO}}}}}}}}}_{{ {{{{{{\rm{RX}}}}}}}}}\) es la frecuencia LO de RF a IF, y ϕRX es el término de ruido de fase en el lado RX. La expresión anterior se puede simplificar a la siguiente forma:

Ec. (3) señala que cuando \({\omega }_{{{{{{{{{\rm{LO}}}}}}}}}_{{{{{{{{\rm{TX}} }}}}}}}}={\omega }_{{{{{{{{{\rm{LO}}}}}}}}}_{{{{{{{{\rm{RX} }}}}}}}}}\), la señal IF recibida deseada \({{{{{{{\rm{Re}}}}}}}}\{p(t){e}^{- j{\omega }_{{{{{{{{\rm{IF}}}}}}}}t}\}\) está siendo modulado en amplitud por el término \(\cos ({\phi } _{{{{{{{{\rm{TX}}}}}}}}}-{\phi }_{{{{{{{\rm{RX}}}}}}}}}) \). Dado que tanto ϕTX como ϕRX dependen del tiempo debido al ruido de fase, la modulación anterior puede causar una fluctuación considerable del nivel de señal en la señal recibida en la primera etapa IF, y de allí en adelante en la cadena RX. Diseñamos nuestro prototipo con \({\omega }_{{{{{{{{{\rm{LO}}}}}}}}}_{{{{{{{{\rm{TX}}} }}}}}}}\,\ne\, {\omega }_{{{{{{{{{\rm{LO}}}}}}}}}_{{{{{{{{\ rm{RX}}}}}}}}}}\). Para este escenario, como se ve en la Ec. (3), el espectro deseado está centrado en \(| {\omega }_{{{{{{{{{\rm{LO}}}}}}}}_{{{{{{{{\ rm{TX}}}}}}}}}}-{\omega }_{{{{{{{{{\rm{LO}}}}}}}}}_{{{{{{{{ \rm{RX}}}}}}}}}}| \pm {\omega }_{{{{{{{{\rm{IF}}}}}}}}}\). Por lo tanto, la banda lateral deseada en IF se puede reducir a banda base configurando la frecuencia LO de la segunda etapa en el receptor en una de las frecuencias centrales y, dependiendo de la frecuencia, el espectro de banda base se conjugará o no. Observe que \({\omega }_{{{{{{{{\rm{LO}}}}}}}}}_{{{{{{{{\rm{TX}}}}}} }}}}\) y \({\omega }_{{{{{{{{{\rm{LO}}}}}}}}}_{{{{{{{{\rm{RX} }}}}}}}}}\) deben elegirse de manera que las dos bandas IF estén suficientemente separadas.

El presupuesto de energía del prototipo se derivó a través de un análisis del presupuesto del enlace, que tuvo en cuenta la pérdida de ruta debido a la dispersión, la absorción, la pérdida de conversión del mezclador y otras pérdidas del cable, del conector, la ganancia de las antenas en TX y RX, baja amplificador de ruido, amplificador IF en el receptor. La potencia recibida después de la primera etapa de conversión descendente viene dada por

En este caso, consideramos 139 GHz y 224 GHz como las frecuencias centrales para los sistemas LB y UB, respectivamente. La potencia de transmisión (PTX) es de 13 dBm (LB) y 3 dBm (UB) en el rango de frecuencia de RF correspondiente. Las antenas (GTX, GRX) utilizadas por el transceptor tienen una ganancia de 38 dBi para LB y de 40 dBi para UB. La pérdida de trayectoria, que tiene en cuenta las pérdidas por dispersión (Lspread) y absorción (Labs), se obtiene considerando el 55% de la humedad, una temperatura de 293 K y una presión de 1 atm, y es de 108,1 dB para 139 GHz y 112,4 dB para 224 GHz ( según el modelo de la UIT, como se analiza a continuación). La pérdida del cable y del conector (Lmisc) es de 9,4 dB aproximadamente para ambas configuraciones. En el receptor, la pérdida incorporada debido a un mezclador de conversión descendente (Lmixer) es de aproximadamente 7 dB y 15 dB para los sistemas LB y UB, respectivamente. La ganancia máxima del amplificador de bajo ruido (LNA) (GLNA) es de aproximadamente 12 dB (receptor LB) y 35 dB (receptor UB), lo que ayuda a utilizar todo el rango dinámico del ADC.

Tras el cálculo, la potencia teórica recibida (PRX) es −23,5 dBm y −19 dBm para el sistema de 139 GHz y 224 GHz, respectivamente, lo que coincide estrechamente con el valor recibido de −21 dB (139 GHz) y −23 dB (224 GHz). ) para un enlace inalámbrico LOS de 43 m de largo obtenido en nuestros experimentos. Estos resultados respaldan el diseño de nuestro sistema y guían nuestro diseño PHY.

Implementamos el equipo en el techo de dos edificios de varios pisos (Egan Research Center y Snell Engineering) en el campus de la Universidad Northeastern, con una distancia de 43 m entre los extremos frontales del transmisor y del receptor, como se muestra en la Fig. 1. Los experimentos se realizaron durante varios días, con clima nublado, temperatura entre 9,9 °C y 13,6 °C y humedad entre 46% y 57,8%.

Antes de ejecutar nuestra campaña experimental, los back-ends de NI mmWave se calibraron adecuadamente para compensar el desequilibrio entre la señal en fase y en cuadratura, así como la compensación de CC. Además, las antenas direccionales de los frontales analógicos se alinearon cuidadosamente para garantizar que se experimente la máxima ganancia de antena en ambas bandas de frecuencia. La alineación se realizó manualmente, transmitiendo un tono de banda estrecha con un generador de forma de onda arbitraria Keysight M8196A y midiendo la potencia recibida con un osciloscopio de almacenamiento digital Keysight DSOZ632A. Consideramos que las antenas estaban alineadas con precisión cuando la potencia recibida medida coincidía con la predicha por el balance del enlace (como se discutió anteriormente).

Las operaciones al aire libre se realizaron de conformidad con una licencia experimental de la FCC. El rendimiento del mecanismo de conmutación se evaluó activando artificialmente el interruptor, de modo que se evitaron las operaciones durante los pasos reales del satélite Aura sobre el lugar de despliegue (a pesar de que el sistema UB en realidad funcionó en una banda de frecuencia que no genera interferencias perjudiciales para MLS de Aura).

El perfil del prototipo de backhaul de doble enlace ha incluido varias métricas que se muestran en la Fig. 2, que se detallan aquí.

Ruido térmico: la caracterización del ruido es un paso esencial para determinar el algoritmo de detección y el procesamiento de la señal requerido. El ruido térmico en la cadena receptora y el ruido de absorción introducido por las moléculas de agua dentro del canal son las principales fuentes de ruido. Además, la fuente de alimentación y la cadena de transmisión introducen ruido de baja frecuencia, lo que afecta aún más a las señales recibidas. En la Fig. 2a, se muestra el histograma de las muestras de ruido medidas para 800 MHz de ancho de banda para los front-end LB y UB. En ambos casos el ruido sigue una distribución gaussiana. Para el sistema LB, la media y la varianza aproximadas son −0,02 mV y 16 nW, respectivamente. Por el contrario, la media y la varianza del sistema UB son −0,02 mV y 188 nW, respectivamente. Por lo tanto, la potencia de ruido del sistema UB es 10 dB mayor que la del sistema LB, lo que explica el menor rendimiento del sistema UB, para un presupuesto de enlace similar. De hecho, teniendo en cuenta un enlace inalámbrico de 43 m de distancia con una tasa de error de bits (BER) PHY baja (~10−2 sin codificación), la diferencia antes mencionada para el nivel de ruido de los dos front-end explica por qué el sistema LB admite hasta 16-QAM, mientras que el sistema UB abarca únicamente hasta QPSK.

Ruido de fase: el ruido de fase es una preocupación importante en los sistemas de frecuencia multiplicada. El ruido de fase se refiere a fluctuaciones aleatorias, rápidas y de corta duración en la fase causadas por la inestabilidad del oscilador en el dominio del tiempo. El ruido de fase SSB en términos de dBc/Hz se muestra en la Fig. 2b para los extremos frontales de LB y UB. A pesar de la utilización de grandes cadenas multiplicadoras en los extremos frontales, el uso de PSG con muy alta estabilidad da como resultado un ruido de fase bajo en RF. La potencia de ruido cae por debajo de −100 dBc/Hz a 0,5 MHz para el front-end LB y 0,8 MHz para el front-end UB. Sin embargo, hay picos debido a componentes de potencia espurios en el gráfico de ruido de fase para ambos sistemas.

Rendimiento y duración de la conmutación: el rendimiento y el tiempo de conmutación se midieron durante los experimentos combinando información del sistema back-end NI mmWave y el marco de conmutación. El back-end de NI se basa en OFDM PHY31, con los recursos de tiempo organizados en tramas de introducción de 10 ms (como en 3GPP NR), divididos en 50 ranuras que duran 200 μs, y los recursos de frecuencia configurados con una portadora de ocho componentes con 100 MHz. cada uno (para un total de 800 MHz de ancho de banda). La separación entre subportadoras OFDM es de 75 kHz. Cada ranura lleva un número variable de palabras de código de datos, según el esquema de modulación y codificación seleccionado. La codificación de canales para el back-end de NI se basa en los codificadores/decodificadores turbo de modo mixto Xilinx 3GPP50. El back-end mide el rendimiento como la suma de los bytes de datos de palabras de código correctamente decodificadas en un intervalo de trama de 10 ms. Por lo tanto, la granularidad de registro de nuestras mediciones de rendimiento es de 10 ms. La duración de la conmutación se calcula registrando el instante de tiempo Ti, i ∈ {TX, RX} de un evento de conmutación en el transmisor y el receptor. Entonces, \({T}_{{{{{{{{\rm{s}}}}}}}}}={\min }_{i\in \{{{{{{{{\rm {TX}}}}}}}},{{{{{{\rm{RX}}}}}}}}\}}{T}_{i}\) puede considerarse como la hora de inicio de un evento de cambio. El final de un evento de cambio se identifica mediante el instante de tiempo \({T}_{{{{{{{{\rm{e}}}}}}}}}\ge {\max }_{i\in \{{{{{{{{\rm{TX}}}}}}}},{{{{{{{\rm{RX}}}}}}}}}\}}{T}_{i }\) en el que el rendimiento regresa dentro de ± 3% de su valor promedio (para tener en cuenta las fluctuaciones del canal y del ruido). La duración del cambio es entonces Δs = Te − Ts.

La pérdida de trayectoria para los balances de enlace en las evaluaciones de este artículo se basa en la suma de la pérdida de energía debido a la absorción molecular y la pérdida por dispersión. Este último viene dado por la pérdida en el trayecto en el espacio libre, es decir, en escala de dB,

siendo f y d la frecuencia portadora (en GHz) y la distancia de propagación (en km), respectivamente. Para un satélite que orbita a una altura H, la distancia d para un ángulo de elevación α se puede calcular como \(d=\sqrt{{({R}_{{{{{{{{\rm{E}}}}} }}}}\sin \alpha )}^{2}+2{R}_{{{{{{{{\rm{E}}}}}}}}}H+{H}^{2}} -{R}_{{{{{{{\rm{E}}}}}}}}}\sin \alpha\), con el radio de la Tierra RE = 6371 km.

La pérdida por absorción Labs está dada por la absorción molecular de los gases atmosféricos, incluidos el oxígeno y el vapor de agua. Este factor se ha calculado utilizando el método línea por línea descrito en la ref. 41, que suma las contribuciones de cada línea de resonancia de oxígeno y vapor de agua, junto con factores como la atenuación del nitrógeno inducida por la presión por encima de 100 GHz. A menos que se especifique lo contrario, para la composición y las condiciones atmosféricas, consideramos la atmósfera de referencia global del informe de la UIT42, que proporciona una referencia para la temperatura, la presión y la densidad del vapor de agua.

Los datos de mediciones experimentales recopilados para este artículo están archivados en el Servicio de repositorio digital de la Biblioteca Northeastern en http://hdl.handle.net/2047/D20427338. Los datos contienen los rastros experimentales recopilados durante el despliegue del prototipo de backhaul de doble banda.

El software para el marco de conmutación y para procesar las trazas de medición es de código abierto y está disponible en https://github.com/mychele/dynamic-spectrum-sharing-active-passive-above-100-ghz51. Los scripts se han probado con Python versión 3.9.7. El marco de conmutación requerirá una clave API que se puede obtener en el sitio web de N2YO37. Los requisitos adicionales se enumeran en el repositorio de código.

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Descargar referencias

Este trabajo fue apoyado parcialmente por NSF a través de la subvención AST-2037896, por AFRL a través de la subvención FA8750-20-1-0200 y por ONR a través de la subvención N00014-20-1-2132.

Instituto para la Internet Inalámbrica de las Cosas, Universidad Northeastern, Boston, MA, EE. UU.

Michele Polese, Viduneth Ariyarathna, Priyangshu Sen, Francesco Restuccia, Tommaso Melodia y Josep M. Jornet

Laboratorio de Propulsión a Chorro, Instituto de Tecnología de California, Pasadena, CA, EE. UU.

José V. Siles

Instituto Roux, Universidad Northeastern, Portland, ME, EE. UU.

Francesco Restuccia

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MP, VA, PS, JS y JMJ desarrollaron el hardware y el software para el prototipo de doble banda. MP, VA y PS realizaron los experimentos y escribieron el artículo. MP, VA, PS, JS, FR, TM y JMJ revisaron y mejoraron el manuscrito y contribuyeron a la definición del problema.

Correspondencia a Michele Polese.

Los autores declaran no tener conflictos de intereses.

Communications Engineering agradece a Tetsuya Kawanishi, Zhi Chen y Chong Han por su contribución a la revisión por pares de este trabajo. Editora principal: Rosamund Daw.

Nota del editor Springer Nature se mantiene neutral con respecto a reclamos jurisdiccionales en mapas publicados y afiliaciones institucionales.

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Reimpresiones y permisos

Polese, M., Ariyarathna, V., Sen, P. et al. Uso compartido dinámico del espectro entre usuarios activos y pasivos por encima de 100 GHz. Commun Eng 1, 6 (2022). https://doi.org/10.1038/s44172-022-00002-x

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Recibido: 04 de diciembre de 2021

Aceptado: 23 de febrero de 2022

Publicado: 26 de mayo de 2022

DOI: https://doi.org/10.1038/s44172-022-00002-x

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Naturaleza (2022)